音频功率放大器的温度漂移补偿
文章作者:Federico Coppede
补偿直流电源AB类音频放大器的输出中的直流电压漂移，以提高低音响应。
本文介绍了一种直接耦合ab类音频功率放大器输出直流电压漂移补偿技术。
直接耦合输出的主要好处是改善了低频响应。由于该设计消除了直流阻塞电容，其低频传输特性得到了显著改善。
图1示出电容器耦合输出，其中截止低频由负载（通常为8Ω）和电容器Cc确定。在该示例中，电容器CC阻挡了可以出现在输出中的任何DC偏移量。
图1电容耦合输出的截止低频由负载、电容Cc和输出网络决定。
这不是直接耦合的对应物中的情况（图2）.其较低的截止频率不受输出的限制，所以前一阶段的任何波动都会导致直流值波动，导致直流电流流过负载(扬声器)。除了降低放大器的动态范围和THD，这也是为什么有时我们在打开或关闭离散音频放大器时听到“咔嗒”噪音的原因。
图2直接耦合输出的低截止频率不受输出的限制。
为了纠正这个问题，我们将首先进行深入分析，以理解离散双极结晶体管(BJT)音频放大器直流偏置背后的原因。接下来，我们将设计一种方法来消除或至少减轻这个问题。
让我们首先创建一个简单的放大器模型，包括主阶段。
图3这是放大器的一个简单模型。
VAS（电压放大器级）作为名称状态，系统元件放大来自输入的信号，通过驱动器级（通常是公共发射器）驱动AB级。驾驶员连接到AB级，一个互补的发射器，提供高电流增益。最后，影响VAS级增益的负反馈回路使整个系统线性和稳定。
VAS阶段通常使用差分放大器架构，它的一边接收输入信号，另一边接收负反馈信号。为了简单起见，让我们用一个运放替换VAS(只是为了说明偏移问题)，并分析阶段和偏移之间的关系，我们已经讨论了一些数学上的。
图4这个简化的VAS模型和驱动程序将为我们提供关于输出直流偏移的有价值的见解。
图4显示了一个简化的VAS和一个驱动程序。这个简单的模型将为我们提供关于输出直流偏置的有价值的见解。R1和R2构成局部负反馈，Rf1和Rf2构成全局负反馈网络。驱动器通常是一个共发射极级，产生负增益-G。为了简单起见，忽略AB级，因为对于发射极-跟随器，电压增益近似为-1。
VAS增益由R1与R2、R2 >> R1与V的关系决定a1= Va2= V一个．由于驱动增益非常高，所以整个放大器增益由Rf1和Rf2的关系决定:
（V.在- v一个) / R1= (V一个- vo') / R2
V一个= V.o* Rf2/ (Rf2+ R.f1）
更换V.一个和操作我们得到：
V在= V.o* [f2/ (Rf2+ R.f1) *(右1+ R.2) / R2+ R1/ (G * R2）
（r.1+ R.2) / R2≅1 R.1/ (G * R2)≅0
Vo= V.在*（R.f2+ R.f1) / Rf1(1）
这不是一个令人印象深刻的结论，因此让我们分析V之间的关系o以及驱动器输入的电压，vo'，输入接地:
Va1= V.o'* R.1/ (R2+ R.1V)a2= V.o* Rf2/ (Rf2+ R.f1V)a1= V.a2
Vo= V.o'* R.1/ (R2+ R.1) *(右f2+ R.f1) / Rf2(2）
最后一个方程非常重要，因为它显示了驱动级直流电压与放大器输出直流电压之间的关系，说明了V的小波动o'，会在v中产生一个大的偏移量o．
如前所述，驱动器级通常由简单的公共发射极级（图1中的Q3）组成，具有将所需底座固定到发射极电压的小电阻器（RPOL）。该晶体管为输出晶体管提供基准电流，因此在该阶段的毫安范围内具有收集器电流并不罕见。
让我们暂时忘记温度影响，所以当我们第一次打开电路时，我们校准VAS，使输出直流电压在V的中间CC和VEE、零伏特。如果没有信号被应用，因为AB级是一个电压跟随器(共同集电极)驱动晶体管Q3是保持大部分的VEE电压（V.EE- v是），通过Q3正在流动偏置电流i偏见，则Q3耗散的功率大致为:
P第三季≅VEE*我偏见
这个能量加热了Q3，热量改变了设备的V是以已知的-2.2 mV /°C的速率，从而改变先前调整的输出直流电压。
如果晶体管开始加热，假设高于环境温度40°C，它的V是将下降大约88毫伏。
这个较小的V.是在晶体管温度升高时发生的要求是使V的是什么o'（先前解释的电压）相应地在VAS的输出变化时，因此在输出处产生DC电压漂移。
一个现实生活中的例子
电路in.图5说明了目前为止所解释的内容。
图5这是一阶的电路实际实现。
为了保持低偏移量，可以方便地设置Vo'尽可能接近零。这是RSET的目的，它代表了一个多转修剪器。
这里是基极电压和V之间的关系o'是:
Vo'= V.根据*（R.波尔+ R.集) / R波尔
因此基于基极-发射极电压变化的输出电压漂移为:
Vo= V.根据*（R.波尔+ R.集) / R波尔* R1/ (R2+ R.1) *(右f2+ R.f1) / Rf2（3)
通过这个方程，我们可以计算出驱动晶体管中每°C变化时输出电压的变化，如果我们给组件赋值(从一个真实的放大器中取值)，例如:
Vo= -2.2 mv /°C * (120 + 4 k) / 120 * 470 / (15 k + 470) * (2 k2 + 10 k) / 2 k2
Vo= -12.8 mV /°C
P第三季≅24V * 5mA = 0.12W
让我们假设Q3位于TO92包中。在这种情况下，可以使用该封装的结到环境热电阻计算结的温度增量:
Rθja.= 200°C / W.
Δ临时= 200°c / w * 0.12w = 24°c
Δ签证官= 24°C * (-12.8 mV/°C)
Δ签证官= -305mv.
总之，如果不应用任何补偿，则输出将漂移约305 mV。这仅考虑晶体管的自热效果。如果环境温度因任何原因升高，则该偏移可能会增加。
如何减轻这种影响
Q3的基极-发射极电压由Rpol固定，因此有一种补偿V的方法是电压变化是使RPOL以某种方式遵循这种变化。这可以使用温度依赖的电阻作为RPOL附接到晶体管的RPOL来实现，如热敏电阻。自V.是变化率为负，热敏电阻必须是NTC。
让我们计算Rpol所需的热系数:
我Rpol(可以认为是常数)通过Rpol和V是等于VRpol：
R波尔= V.是/我Rpol
(博士波尔) / (dV是) = 1 /我Rpol
ΔR.波尔= 1 / iRpol*∆V是
在我们的示例中，Rpol=120Ω和IRpol马= 5.6,所以:
ΔR.波尔= 1/5.6mA * (- 2.2mV/(°C))
ΔR.波尔= -0.4Ω/(°C)
我们需要找到一个热敏电阻在25°C的准确的热系数和电阻值。因为这是不可能的，因为大多数NTC热敏电阻有一个更高的温度系数，解决方案是并联一个更高的值热敏电阻或热敏电阻与Rpol。
这是模型热敏电阻的温度依赖性的等式：
Rth= R.th0* eB（1 / T-1 / T.0），
如果RTH0是环境温度的热敏电阻阻力（我们想要计算），则B是参数，通常为3400°K，T是绝对温度，具有t0为环境温度，约为298.16°K。
因此，环境温度下的斜率可以如下计算：
(博士th)/dT = (-B * Rth0* eB（1 / T-1 / T.0）/ T2）
这是每°C的电阻变化率:
(博士th)/dT = -38.24e -3 * Rth0【Ω/(°C)】
热敏电阻与RPOL并联：
R||= (Rth* R波尔) / (Rth* R.波尔），
和：
博士||/博士th= R.波尔2/ (Rth0* R波尔）2
由此我们得到并联电阻的变化:
ΔR.||= R.波尔2/ (Rth0* R波尔）2* R∆th
并替换热敏电阻每°C的delta:
ΔR.||= R.波尔2/ (Rth0* R波尔）2*（-38.24e - 3 * rth0(Ω/(°C)))
我们现在可以计算我们正在分析的例子的Rth0:
-0.4Ω/（°C）= 1202/ (Rth0* 120)2*（-38.24e - 3 * rth0(Ω/(°C)))
Rth0k = 1.12Ω
为了实用，热敏电阻的值可以四舍五入为1.2KΩ。
考虑
热敏电阻应远小于晶体管，因此热敏电阻的温度将相等或非常近似于晶体管壳体的温度。这也将减少热惯性，使系统更快地达到稳定状态。热敏电阻应使用热粘合剂附接到晶体管盒。
测试的概念
为了确定这个概念如何准确地模拟电路的真实行为，我构建了一个测试电路。由于1.2KΩ热敏电阻(NTC 0402)不可用，我将8个10KΩ热敏电阻(0402 Murata NCP15XH103D03RC)并联(图6)来产生非常相似的值(1250Ω)。注意，并联热敏电阻不会改变我们计算的温度系数。
图6这是一个1.25K Ω热敏电阻，由8个10K Ω热敏电阻并联而成。
然后，我用热胶将传感器连接到Q3的平面上，并将其与Rpol(即板另一侧的SMD电阻)平行连接。
图7先示意图（图6）所示的热敏电阻热粘合到Q3。
最后，在这里我们可以看到输出电压漂移(橙色线)和没有(蓝色线)热敏电阻连接，在那里稳定状态达到大约2分钟。
图8这里我们可以看到输出电压漂移(橙色线)和没有(蓝色线)热敏电阻连接。
电路的补偿响应（橙色线）比未偿付的响应（蓝线）相当高相变，该标志是补偿工作。斜坡是否定的事实可能意味着它有点超过补偿，但这不是问题，因为直流漂移仍然很小。
还值得一提的是，我们计算了25°C时所需的温度系数，但热敏电阻不是线性的。这意味着温度系数在整个范围内不是常数。但是，由于补偿的目的是在有限的温度范围内工作，忽略热敏电阻的非线性是安全的。
Federico Coppede是阿根廷布宜诺斯艾利斯的电子工程师。他目前正在努力掌握应用于控制系统的机器学习的学位论文。
