采用全电路三维建模，提高了电气系统热仿真的精度
文章：Robin Burnoff
全电路电热仿真，使用IGBT功率逆变器为例，考虑到整个功率逆变器模块的功耗和温度变化，产生更精确的温度升高预测。
电子元件的典型3D热仿真假定数据纸张定义的所有功耗都在半导体中消散。然而，在高电流电源模块的情况下，设备的内部电气分配网络的功耗也可以成为一个重要因素。这种趋势使得在模拟空间中考虑这种加热效果是必要的，因为只考虑了作为热源的半导体，可能不是与当前高端和未来应用一起使用的准确方法。
器件的功耗仅在半导体中消耗的假设，在建模电子器件时，会导致温度上升预测的重大错误。例如，我们的研究表明，在商用部件中，铜痕迹的功率损耗可以在总输入功率的30%范围内。这些误差可以通过使用电热模拟方法来克服，该方法模拟整个电路，预测电力传输网络中的电阻加热以及半导体中的损耗。同时解决设备的电和热特性，可以对功率级和分布进行建模，从而提高温升预测的准确性。
功率耗散分布影响热模拟
温度(上升)预测的精度取决于功率耗散的精度，在量级和分布方面。通常的假设是，功率只在半导体芯片的有源层中耗散。但对于大电流电力电子应用，相当数量的功率耗散在电力传输系统的其余部分。随着Rds(on)的减小趋势的继续，电力输送系统的相对电阻率，即功率耗散将变得越来越重要。但是，如何通过模拟来适应这种趋势呢?
以AGBT接受（绝缘栅双极晶体管） -一种三端功率半导体器件，主要用作结合高效率和快速开关的电子开关。igbt电路可以用SPICE、Saber等各种电路模拟计算机程序开发和建模。为了模拟IGBT电路，器件(以及电路中的其他器件)必须有一个模型来预测或模拟器件对其电气端子上各种电压和电流的响应。为了更精确的模拟，温度对IGBT各部分的影响可能包括在模拟中。
功率和潜在的功率温度依赖性可以通过解决系统的电气和热行为来预测。这通常是使用两个标准方法之一完成的。r.elaxation方法将两个独立的电极和热溶剂耦合在一起，通过它们之间的温度和功率。D.irect方法解决单个求解器中的电极和热行为。使用直接方法的电热香料型网络求解器正在变得常见
对IGBT进行实际测量
我们进行了一项研究来调查直接方法在完整的3D电热模拟的背景下如何运作。该研究的目的是验证模拟模型在预测功率耗散分布和温度升高的所得变化时的精度。
我们首先通过导师在实验室中运行英飞凌FS800R07A2E3 IGBT功率逆变器模块T3Ster系统，它可以用来得到什么是芯片内部正在发生的准确测量。IGBT模块包含三个半桥级，我们选择了第三阶段的低侧IGBT进行测试。为了更好地进行电源管理，我们将IGBT中的电源分配到两个相同的芯片之间，并在饱和模式下测试该组件。具体来说，我们通过一个15v栅极施加电压来打开器件，并在500a加热和500ma传感器电流之间切换，以在半导体组件上启动良好的功率步骤。
样品设备（图1)有用于大电流(3和N3)的供电端子，单独的传感器端子(C6和E6)分别连接到IGBT的发射极和集电极。这些独立的传感器终端允许我们创建一个“真正的”开尔文探针设置，电源和测量线被分离，以便在芯片上更准确地测量电压降。
图1正在测试的IGBT段
我们假设金属化上的电压降会显著影响热瞬态试验的结果。因此，为了检查这一点，我们通过供电和传感主电源引脚(3-N3)，然后供电引脚3-N3，同时传感专用传感器引脚C6-E6来测试样品的热阻。由于系统的温度灵敏度主要取决于测试的半导体，在两种情况下测量的温度响应是相同的。但是，如果我们在测量中考虑内部的金属化，我们得到了大约900w的加热功率，但如果我们直接在半导体上测量，只有700w。
测量引脚的位置也严重影响计算的结构功能，或测量的热阻。为了验证效果，我们创建了一个精确的3D电热模型，并分析了它。
调整和校准模型
一个精确的、稳态的三维电热模型需要明确的电气和热电阻特性，这意味着必须确定和精确描述几何、电阻率和导热值。为了实现这一点，我们根据测量的芯片温度、芯片对单位功率阶跃(Zth曲线)的瞬态温度响应和点电压下降的组合调整了三维电热模型。我们在引脚N3处施加500-A的边界条件，在引脚3处施加0V，并使用引脚E6和C6监测IGBT芯片上的电压降。
图2.通过一个活跃的igbt显示堆叠部分。该模型提供了充分详细的描述，包括芯片的金属化、活性层、芯片、焊料和DCB基板。我们指定所有非有源IGBT和二极管有源层，以及陶瓷层作为介质，隔离电路到电力传输网络，金属化层，键合线，以及两个有源IGBT的芯片和有源层。
图2.堆叠和电流流向
IGBT模块在底板的底部具有一个集成的尖翅散热器，由水夹套冷却。然而，我们没有明确地模拟针翅片和水夹克。相反，我们在底板的底部和固定温度边界条件下定义了翅片的面积之间的接触热阻。所有金属物体的电阻率材料特性都很好地表征，包括温度依赖性系数。
两个主要的未知数是活性层的电阻率和掺杂硅基芯片的电阻率。前者是对温度最敏感的参数，是我们进行标定的基础。后者的值比活性层的值要小得多，而且依赖于掺杂剂的浓度，因此该值的敏感性较低。我们假设值为2e-5欧姆。
当分析导热性材料特性时，我们发现对预测温度最敏感的两个值是陶瓷的导热率和表示非模型销翅片的接触电阻。因此，我们的校准程序涉及改变三个参数：有源层电阻率，陶瓷的导热率和厚度，以及固定温度边界条件下的接触电阻。我们改变了这些参数，直到Plotherm中的3D模型复制了我们的T3Ster测量，为两个测量的电压下降（N3-0和E6-C6），平均稳态芯片温度和ZTH.和累积结构功能。
For our final calibration, we set the ceramic layer at 740 microns thick with a thermal conductivity of 105 W/mK, set the active IGBT layer’s effective electrical resistivity at 0.115 Ohm-m, and set the contact resistance representing the pins and water jacket at 3.5e-5 Km2/ W。虽然对所有可到达的几何图形进行几何测量是可能的，但我们没有进行破坏性的切片测量。因此，活性层的有效电阻率、导热系数和陶瓷厚度可能不准确。然而，由此产生的有效电阻和热阻经过校准(表格1）。
N3-3 (V) |
E6-C6 (V) |
dTj(摄氏度) |
|
测量 |
1.812 |
1.4 |
75.8 |
模拟 |
1.817 |
1.337 |
75.4 |
错误 |
-0.3% |
4.5％ |
0.5% |
在进行T3Ster测量时，我们使用相同的方法来模拟系统功率(Zth)增加时的瞬态温度响应。从t = 0 s时的驱动电流、稳态电热解决方案出发，我们进行了瞬态仅热模拟，并记录了得到的芯片平均温度随时间的变化曲线(图3.）。尽管实际上，T3ster在瞬态测量开始时使D3S向下切换到感测电流，而不是零，但这种电流足够低，使得没有自加热的假设是有效的。
图3.Z.TH.并与累积结构函数进行校准比较
虽然根据测量的瞬态热响应进行校准，在理论上，确实校准了瞬态热行为模型，但我们的目的是进一步确认IGBT之外的热材料性能。这一进一步的确认是为了确保预测的稳态温升是正确的，而不是由于叠加错误的热阻而导致整体热阻碰巧正确(Rth)的结果。这种确认方法帮助我们通过堆栈来确保正确的温度预测，而不仅仅是半导体的温度。
我们所学到的关于能量损耗的知识
在低电流条件下(如传感)，IGBT的电阻率远远大于电路的其他部分。绝大多数的耗散功率发生在芯片上。然而，在大电流下，芯片相对于电路其他部分的相对电阻率下降，并且认为所有消耗的功率都消耗在芯片上的假设是不正确的。在驱动电流为500 A时的模拟功率预算如图所示图4.。
图4.IGBT模块的模拟消耗功率预算
除了912W总消耗的功率中，64％在两个IGBT的活性层上消散，粘合线4.7％，金属化层中1.4％，其余的电力输送电路中的剩余29.6％。覆盖整个电路的四个引脚N3-0的电压测量的比率，覆盖IGBT芯片和粘合线的E6-P6，1.4 / 1.812 V = 77％，为我们提供了电力预算的一阶指示在有源器件和电力输送电路之间分开。
[继续阅读EDN美国:对有源层中配电的影响]
罗宾博恩夫是西门子门拓机械分析部门的市场开发经理。他于1996年作为支持和应用工程师加入，现在负责识别新兴技术和工作流程，并将其纳入机械分析司产品路线图。Robin于1992年获得Brunel大学机械工程学士学位，1996年获得CFD研究博士学位。
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