如何设计CCM反激式转换器

文章作者:John Betten

连续导模9CCM (flyback converter)反激变换器通常用于中等功率、隔离应用，其特点是较低的峰值开关电流、更少的输入和输出电容、较低的电磁干扰和比断续导模(DCM)工作更窄的工作占空比范围。

这些美德以及低成本，意味着它们已被广泛采用商业和工业应用。本文将在5A CCM反激，53VDC为12V提供功率级设计方程。

图1显示了一个详细的60W反激电路，工作在250kHz。在最小输入电压51V和最大负载时，占空比选择为最大50%。虽然超过50%的操作是可以接受的，但在本设计中并不需要。由于相对较低的57V高线输入电压，在CCM操作时，占空比只会减少几个百分点。然而，如果负载大大降低，变频器进入DCM运行，占空比将显著降低。

图1:60W CCM反激式转换器原理图

为防止核心饱和度，绕组的伏特第二产品必须平衡。这相当于：

设置dmax为0.5，计算Nps12 (Npri: N12V)和Nps14 (Npri: N14V)的回合比:

既然设定了变压器匝数比，就可以计算出工作占空比和场效应晶体管电压。

Vdsmax表示FET Q2漏极上没有振铃的“平顶”电压。振铃通常与变压器漏感、寄生电容(T1、Q1、D1)和开关速度有关。选择200V FET，将FET电压额外降额25-50%。变压器绕组之间必须有良好的耦合，最大漏感为1%或更少，如果可能的话，以减少振铃。

Q2接通时，二极管D1的反向电压应力为:

当二次绕组因漏感、二极管电容和反向恢复特性而出现负摆动时，常有振铃现象。使用超快(<35nS)，肖特基和SiC二极管可以帮助最小化反向恢复效应和最小化二极管缓冲损耗。D1在FET关断期间以平顶电流传导:

我选择了一个30A/45V额定D²PAK封装，以减少正向电压降至0.33V在10A。功率耗散等于:

建议使用散热器或气流进行适当的热管理。你可以用以下方法计算一次电感:

其中为估计效率，POUTMIN为转换器进入断续模式运行(DCM)的位置，DCM通常为POUTMAX的20-30%。

峰初级电流在Vinmin发生，等于：

这对于确定最大电流检测电阻(R18)值以防止控制器的一次过流(OC)保护跳闸是必要的。对于UCC3809, R18之间的电压不能超过0.9V，以保证全功率输出。对于本例，我选择0.18Ω值。较小的电阻是可以接受的，因为它减少了功率损失。但电阻太小会增加噪声灵敏度，使OC阈值过高，在OC故障期间有变压器饱和的风险，甚至更糟，出现与应力相关的电路故障。电流检测电阻中耗散的功率为:

通过计算的FET传导和关闭开关损耗估计：

下一个:在一个功能CCM反激设计背后