增加平滑UVLO/OVLO的阈值迟滞

文章作者:Pinkesh Sachdev

电阻分频器衰减高电压降至低电压电路可以容纳的水平，而不会被过脱离或损坏。在电源路径控制电路中，电阻分频器有助于建立电源欠压和过压锁定阈值。这种供应电压限定电路位于汽车系统，电池供电的便携式仪器和数据处理和通信板中。

欠压锁定(UVLO)防止下游电子系统在异常低的供电电压下运行，这可能导致系统故障。例如，当电源电压低于规格时，数字系统可能表现不稳定，甚至会冻结。当电源是可充电电池时，欠压锁定可防止电池因深度放电而损坏。过压锁定(OVLO)保护系统免受有害的高电源电压。由于欠压和过压阈值取决于系统的有效工作范围，电阻分压器用于设置自定义阈值与同一控制电路。即使在电源噪声或电阻存在的情况下，也需要阈值迟滞来获得平滑和无抖振的锁定函数。在讨论了一个简单的UVLO/OVLO电路后，本文将提出一些简单的增加阈值迟滞的方法，这在缺省值不足时是必要的。

欠压和过电压锁定电路

图1显示了欠压锁定电路（现在没有滞后）。它具有积极参考电压的比较器（V._T.）在它的负面输入。比较器控制电源开关，打开或关闭电源输入和下游电子系统之间的路径。比较器的正输入连接到输入的电阻分压器。如果电源打开并开始从0 V上升，则比较器输出最初是低电平的，保持电源关闭。当其正输入到达v时，比较器输出跳闸_T.。此时，底部电阻中的电流为v_T./ R._B.。相同的电流流动_T.如果比较器没有输入偏置电流。因此，当比较器跳闸为v时的电源电压_T.+ R_T.×五_T./ R._B.= V._T.×(右_B.+ R_T.）/ R._B.。这是电阻分频器设置的供应UVLO阈值。例如，一个v_T.1 v和r_T.= 10×r_B.产生11v的UVLO阈值。低于此阈值，比较器输出低，打开电源开关;在此UVLO阈值以上，开关关闭，电源流经系统供电。通过改变R的比值，可以很容易地调整阈值_B.和R_T.。绝对电阻值由用于分频器预算的偏置电流的量设置（稍后更多）。要设置OVLO阈值，只需交换比较器的两个输入（例如，请参阅图2中的较低比较器），使得高进输入强制比较器输出低，打开开关。

图1.使用电阻分频器，比较器和电源开关的电源欠压锁定。（资料来源：模拟设备）

虽然不是本文的重点，但可以用n频道或P沟道功率MOSFET实现开关。先前的讨论假设当其栅极电压低时（例如，0V）开启（高电阻）的N沟道MOSFET开关。为了完全关闭（低电阻）N沟道MOSFET，栅极电压必须至少高于MOSFET阈值电压，需要电荷泵。保护控制器如LTC4365.那LTC4367.,LTC4368.将比较器和电荷泵集成到驱动N通道MOSFET，同时仍然消耗低静态电流。P沟道MOSFET不需要电荷泵，但栅极电压极性颠倒;也就是说，低电压关闭，而高电压打开P沟道MOSFET开关。

返回电阻分频器：3电阻串设置欠压和过压锁定阈值（图2），使用两个独立的2电阻串保存一个分频器的偏置电流。UVLO阈值是v_T.×(右_B.+ R_m+ R_T./（r_B.+ R_m）虽然OVLO阈值是v_T.×(右_B.+ R_m+ R_T.）/ R._B.。AND门将两个比较器的输出结合在一起，然后将其发送到电源开关。因此，当输入电压在欠压和过压阈值之间时，电源开关闭合为系统供电;否则，开关处于开路状态，将断开系统供电。如果分压器的电流消耗不是一个问题，分开的欠压和过压分压器提供更灵活的调整每个阀值独立于其他。

图2.使用单电阻分频器的欠压和过压锁定。（资料来源：模拟设备）

欠压和过电压锁定滞后

在图1中，如果电源缓慢上升并且具有噪音或电源具有固有的电阻（如电池中的电阻），导致电压与负载电流降落，则比较器的输出将重复和低电平为输入。穿过它的UVLO阈值。这是因为比较器的正输入反复下方和v以下_T.由于输入噪声或由于负载电流通过电源阻力而导致的阈值。对于电池供电电路，这可以是永无止境的振荡。使用具有滞后的比较器消除了这种喋喋不休，使开关过渡更平滑。如图3所示，滞后比较器呈现出升高的不同阈值（例如，V._T.+ 100 mV) vs.下降输入(例如V_T.- 100 mV）。比较器级别的滞后由r缩放_B.和R_T.至200mv × (R_B.+ R_T.）/ R._B.在供应水平。如果电源输入的噪声或下降低于该滞后，则消除了喋喋不休。如果使用比较器提供或不足，则有些方法可以添加或增加滞后。所有这些方法在分频器抽头时使用正反馈 - 例如，当比较器跳闸时，上升的比较器输入跳跃更高。为简单起见，以下等式在比较器中不承担内在滞后。

图3。通过从分压抽头到电源开关输出的电阻器增加欠压锁定阈值滞后。（资料来源：模拟设备）

从分压器到输出的电阻(图3):

加一个电阻(R_H)从分压抽头(比较器的正输入)到电源开关输出。当电源从0v开始上升时，比较器的正输入低于V_T.并且比较器输出低，保持电源关闭。假设由于系统负载，开关输出处于0 V。因此，R._H与r并行_B.输入阈值计算。上升的输入欠压阈值是v_T.×((R_B.| | R_H) + R_T./（r_B.| | R_H），其中r_B.| | R_H= R._B.×R._H/（r._B.+ R_H)。开关在此阈值以上打开，将电源连接到系统。为了计算下降的输入欠压阈值，R_H与r并行_T.由于开关已关闭，因此提供了下降的输入欠压阈值，如：v_T.×(右_B.+（r._T.| | R_H）/ r_B.，其中r_T.| | R_H= R._T.×R._H/ (R_T.+ R_H)。如果比较器本身有一些滞后，则替代V._T.随着前述等式中的上升或下降的比较器阈值。回想一下图1例，用V_T.= 1 v和r_T.= 10×r_B.，在没有比较器滞后或r的情况下，上升和下降阈值都是11 v_H。添加R._H= 100×R_B.如图3所示，给出11.1V的上升输入阈值和10.09V的下降阈值;也就是说，1.01 V的滞后。该方法对于OVLO不起作用，因为上升的输入关闭电源开关，导致r_H要将比较器输入拉低（再次打开开关）而不是更高。

切换电阻（图4）：

另一种添加滞后的方法是在改变底电阻的有效值的电阻器中切换。开关电阻可以并联（图4A）或串联（图4B）。考虑图4a：v_在是低说，0 V-POSTOVER的输出（UV或OV节点）高，打开N沟道MOSFET M1并连接r_H与r并行_B.。假设与r相比，M1的导通电阻可忽略不计_H或被包含在r_H价值。上升的输入阈值与图3中的相同：v_T.×((R_B.| | R_H) + R_T./（r_B.| | R_H)。一次V._在高于此阈值，比较器输出低，关闭M1并断开r_H从分隔件。因此，下降输入阈值与图1中的相同：V_T.×(右_B.+ R_T.）/ R._B.。继续我们的例子_T.= 1 V，R_T.= 10×r_B.和r._H= 100×R_B.，上升的输入阈值是11.1V，下降阈值是11 V;那是，r_H产生100 mV的滞后。这和以下方法可以用于欠压或过压锁定，因为它们的目的取决于比较器输出如何打开电源开关(没有显示)。

图4。用开关(a)并联电阻或电流和(b)串联电阻增加欠压或过压锁定阈值滞后。（资料来源：模拟设备）

图4b的配置给出了升高的输入阈值作为v_T.×(右_B.+ R_T.）/ R._B.和下降的输入阈值作为v_T.×(右_B.+ R_H+ R_T./（r_B.+ R_H)。R._H= R._B./ 10在图4中，给出11V作为上升输入阈值，10.091V作为下降阈值 - 即909 mV的滞后。这表明图4B配置需要更小的R._H产生更大的滞后。

切换电流（图4A）：

电阻R_H图4A可以由电流源I代替_H。类中使用此方法LTC4417和LTC4418优先控制器。当V_在很低，比较器的高输出使我能够实现_H。在上升的输入阈值下，比较器的负输入处于V_T.。因此，在r中的电流_T.是I._H+ V_T./ R._B.，产生上升的阈值作为v_T.+（I._H+ V_T./ R._B.）×R._T.= V._T.×(右_B.+ R_T.）/ R._B.+我_H×R._T.。一次V._在超过这个门槛，我_H由比较器的低输出关闭。因此，下降阈值与图1:V相同_T.×(右_B.+ R_T.）/ R._B.，并且输入阈值滞后是i_H×R._T.。

电阻分压器偏置电流

前面的等式已经假设比较器输入的输入偏置电流为零，而示例仅考虑电阻器比而不是绝对值。比较器输入具有输入偏移电压（V_OS.），参考不准确性（可以用V俱乐部_OS.），并输入偏置或漏电流（i_路)。如果分频器偏置电流V，则零泄漏假设会耗尽_T./ R._B.在图1的跳闸点，远远大于输入泄漏。例如，输入漏电流100倍的分频器电流保持泄漏导致的输入阈值误差低于1％。另一种方法是将泄漏感应阈值误差与偏移电压进行比较。比较器非前熟改变图1输入欠压阈值方程是：（v_T.±V._OS.）×（r_B.+ R_T.）/ R._B.±I._路×R._T.（类似于先前的滞后电流方程），可以将其重写为（v_T.±V._OS.±I._路×R._B.×R._T./ (R_B.+ R_T.））×（r_B.+ R_T.）/ R._B.。输入泄漏显示为比较器的阈值电压中的误差，并且可以与偏移电压最小化该误差 - 即，i_路×(右_B.| | R_T.）OS.，通过适当的电阻选择。

例如，LTC4367欠压和过电压保护控制器具有UV和OV引脚的±10 NA最大泄漏，而UV / OV PIN比较器的500 mV阈值偏移电压为±7.5 mV（±1.5％占500 mV）。预算±3 mV（500 mV的±0.6％，或小于7.5 mV偏移的一半）导致阈值误差给出了r_B.| | R_T.<3 mV / 10 na =300kΩ。要设置11 V输入欠压阈值，具有0.5 V比较器阈值需要r_T.= R._B.×10.5 v / 0.5 v = 21×r_B.。因此，R._B.| | R_T.= 21×r_B./ 22 <300kΩ，给r_B.< 315.7 kΩ。R最接近的1%标准值_B.是309kΩ，屈服于r_T.为6.49mΩ。跳闸点处的分频器偏置电流为0.5V /309kΩ=1.62μA，这是10 NA漏电流的162倍。当由于比较器的输入漏电流而不增加阈值误差时，这种分析很重要。

结论

电阻分频器可以通过相同的比较器控制电路轻松调整电源欠压和过压锁定阈值。电源噪声或电阻要求阈值迟滞，以防止电源开关开启和关闭抖动，因为电源超过阈值。几种不同的方法来实现欠压和过压闭锁滞后已经显示。基本原理是当比较器跳闸时，分频器抽头处要有一些正反馈。当增加或增加保护控制器IC的迟滞时，一些方法取决于比较器输出或IC输出引脚上类似信号的可用性。在选择电阻值时，应该注意比较器的输入泄漏不会成为阈值误差的主要来源。一套完整的相关方程，包括本文中的方程，已在一个电子表格可以下载。

本文最初发布嵌入式。

Pinkesh Sachdev.是电力系统管理的高级应用工程师吗模拟设备。他收到了他的b.tech。来自印度理工学院，孟买，印度和他的M.S.的学位斯坦福大学的学位，在电气工程中。他可以到达pinkesh.sachdev@analog.com。